全球第四代示波器述评之十四
——高速串行设计的强大工具－Eye Doctor
张昌骏 美国力科公司深圳代表处
眼图医生（Eye Doctor）是力科于2006年推出的用于高速串行数字电路设计的强大工具，包括了虚拟探测（virtual probing）与接收端均衡（receiver equalization）两部分，主要用于通讯背板设计、高速串行信号一致性测试、高速SERDES芯片均衡器的优化与设计等等。在2009年2月，力科发布了新一代的眼图医生II，提供了更强大的分析能力与良好人机界面，可以大大加快当前流行的高速数字电路的开发速度，缩短测试与验证时间。接下来逐一介绍最新的眼图医生的功能与应用。
串行数字电路可以分为发送端（TX）、信道（CHANNEL）、接收端（RX）三部分，如下图一所示。眼图医生可以对串行数字链路中三个部分进行分析：
1. 发送端的预加重/去加重分析：针对某一信道计算出最佳的预加重/去加重参数。
2. 信道仿真：直接测试TX输出的波形，输入信道的S参数模型后，准确计算出RX端的波形。
3. 接收端的均衡器设计：对于高于5Gbps的信号，通常在RX端测试时，眼图已闭合，眼图医生可以仿真均衡器，计算出均衡后的信号波形与眼图。
图一：高速串行链路示意图
什么是信道？
在通信理论中通常用“信道”来描述连接TX与RX的物理媒质，在某些SI（信号完整性）文献中，又称为互连。信道包括了我们常见的：印刷电路板（PCB）上的微带线、带状线、过孔、连接器、集成电路的封装、光纤、电缆等等。如下图二所示为背板的示意图。通常，信道有一个共同的特点：随着频率的升高，损耗越来越大；信道的物理传输距离越长，损耗越大。
图二：背板的互连示意图
接下来为某背板的测试案例。其TX为某2.5Gbps的高速芯片，信道由两块线卡与背板组成，其PCB上传输线的有10英寸长、20英寸长、30英寸长、40英寸长四组，在接收端测量眼图（如图三所示），使用游标测量眼高（眼图的张开程度），分别为592mV、457mV、295mV、164mV。可见，随着PCB上传输线的长度的增加，信道的损耗越来越大，RX端测量到的眼图的眼高越来越小。
图三：不同背板走线长度的接收端眼图测试结果对比
什么是信道仿真？
信道仿真是用力科示波器测量TX发送的波形，然后在眼图医生中导入信道的S参数模型文件，计算出通过信道后RX端的信号波形、眼图与抖动。力科信道仿真的处理速度非常快、精度足够高。
下图中TX为某3.125Gbps信号，通过同轴电缆连接到示波器的两个通道，即示波器直接在TX端测量，然后使用某20GHz带宽的矢量网络分析仪（Vector Network Analyzer，简称VNA）测量两块走线长度不一样的DEMO板的S参数，在力科的眼图医生中调用S参数来仿真该信道。计算出RX端的波形与眼图，眼图如下图四所示，左边是某厂商的20英寸长DEMO板接收端的眼图，右边为另一厂商的24英寸线长DEMO板计算出的RX的眼图。两者的眼高分别为168mV与108mV。
使用信道仿真，无须连接TX、信道、RX后在RX端实测，只要拥有信道的S参数模型，示波器直接在TX端测量，就可以仿真出通过不同信道后RX端的波形、眼图与抖动。这样，就可以快速验证某高速SERDES芯片驱动不同长度传输线时接收端的性能，在高速背板的预研与设计中非常有用。
图四：某3.125Gbps信号的接收端眼图测试结果对比
怎样得到信道的S参数文件？
在信道仿真中，信道的S参数模型的精确性决定了RX端计算结果的精确性，所以获得足够精确的信道的S参数模型非常重要。在信号完整性（简称SI）领域，通常有两种方法获取信道的S参数模型。
1. 使用VNA或者TDR直接测量信道的S参数；
2. 使用HFSS、SIwave、Sigrity等EDA建模软件提取信道的S参数；
前者基于实际信道的测量，精度高，不过信道上的端口必需留有SMA射频头，VNA或TDR通过SMA接头的同轴电缆连接到待测试信道；后者通常基于连接器的三维结构、PCB的压板结构（stackup）、介质特性、传输线的几何特性，使用计算电磁学的一些算法提取出信道的S参数模型。
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图五：夹具去嵌前后眼图对比 |
什么是夹具去嵌？
在测量当前流行的很多串行信号（比如PCIe、SATA、SAS、FBDIMM）时，通常需要专门的测试夹具，夹具上把PCB的传输线转换为SMA射频连接头，待测试信号连接到夹具上，夹具通过同轴电缆连接到示波器，如下图五所示，示波器作为接收端进行测量。由于夹具上的连接器、金手指、过孔、微带线、带状线等会使信号发生衰减、色散或者反射，导致示波器测量到的信号有所恶化。使用夹具去嵌功能，只需输入夹具的S参数模型文件，即可计算出没有夹具时测量到的信号的波形与眼图。如图五所示，上半部分是信号去嵌前测量到的眼图，下半部分是信号去嵌后测量到的眼图，相比前者，后者的上升下降沿更陡峭，眼轮廓清晰，眼张得更开。从这个比较图中可以看到力科的去嵌技术可以消除夹具的负面作用。
信道仿真的常见问题
问题1：力科的信道仿真与EDA软件仿真有什么区别？
和力科的眼图医生一样，EDA软件同样可以做信道仿真、均衡器仿真。两种最主要的区别在于：
1. 力科的信道仿真和均衡器仿真速度非常快，在几秒钟内就可以计算出几百微秒长的波形，几乎可以做到实时测量，实时计算出结果；而EDA软件的计算速度较慢，计算几百纳秒长的波形通常需要几十分钟。两种方法的速度有天壤之别。
2. 力科的信道仿真基于实测，电路板上很多随机因素都考虑进去了，而EDA软件仿真通常基于理想的工作状况，忽略了一些随机因素。
问题2：信道仿真的精度？
信道仿真的精度取决于信道的S参数模型是否足够精确。在下图为某IC厂商验证其SAS2芯片驱动背板的测试结果。其中一个波形是用力科示波器在TX端测试，用信道仿真计算出的RX端的波形，另一个波形是示波器直接在RX端测量到的波形，可见两者非常接近。信道的S参数由某20G带宽VNA测量得到。
图六：某SAS信号在RX实测与TX测试后用信道仿真计算RX端信号波形的对比
什么是预加重/去加重（Pre-emphasis/De-emphasis）？
在图三中我们看到，对于2.5Gbps信号，通过10、20、30、40英寸线长的背板后，接收端的眼图随着长度增加会逐渐闭合。原因在于信道是一个低通滤波器，随着传输线长度的增加，损耗和色散会越来越大，另外，随着频率的增加，损耗与色散效应也越来越明显。而当前的数字电路速度不断提高，通常，在速率高于1GHz的数字电路中，为了把信号能传输更远的距离，通常在发送端使用预加重或去加重的均衡技术。
在下图七中左半部分是预加重。预加重保持信号的低频部分不变，提升信号的高频部分；而去加重衰减信号的低频部分，保持高频部分。预加重/去加重的目的都是提升信号中高频部分的能量，以补偿信道对高频部分衰减过大。
图七：预加重 VS 去加重
如果在TX端测量经过预加重/去加重的信号的眼图，可以看到如下图八的上半部分所示的“双眼皮”的眼图，而下图八的下半部分是做3.5dB的去加重之前信号的眼图。还有，使用去加重后，TX端信号的抖动会大于未采用加重的信号，在下面的眼图中可以清楚的看到去
加重后眼图
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图八：去加重前后的眼图对比 |
在当前流行的很多串行数据，比如PCIe、FBDIMM都使用了去加重技术。
高速芯片通常提供了几种预加重/去加重程度和信号幅度可调节，以第二代的PCI Express为例，其比特率为5Gbps，有3.5dB和6.5dB两者去加重模式。
在接下来的案例中，TX为某3.125Gbps信号源，信道为Lattice的带有24英寸传输线的演示板，RX为示波器的两个通道，即两个标准50欧的负载。图九中左边的眼图为TX端没有预加重时RX端测量到的眼图，右边的眼图为TX采用3.5dB预加重后RX端测量到的眼图，前者眼高为93mV，后者眼高为135mV。可见使用3.5dB预加重后，接收端的眼图得到提升。
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图九：使用预加重后接收端眼图质量变好 |
对于高速背板设计，我们可以测量不同传输线长度、不同背板连接器的等等情况的信道模型，用力科示波器直接在TX测量该芯片输出的信号，使用信道仿真功能，计算出RX端的信号、眼图与抖动。然后不断调节芯片的预加重/去加重程度，直到获得最佳的RX端的信号质量。
什么是预加重/去加重仿真？
力科的预加重/去加重仿真可以在把未加重信号进行预加重/去加重处理，仿真不同程度的预加重/去加重后的信号。与信道仿真配合，可以实现两个功能：
一，对于IC设计工程师或高速系统设计工程师，可以预先估算芯片的TX端所需的均衡程度
二，对于背板设计工程师，无须修改待测试信号源的预加重或去加重程度，直接测量未作均衡的信号，结合信道仿真功能，计算出多少dB的预加重足以满足该背板设计？或者多少dB的预加重对于某信道可实现最佳的接收端测量结果。
什么是删除“加重”？
力科示波器可以把测量到的带有预加重/去加重的信号消除“加重”，得到没有采用“加重”技术的信号。由于采用去加重后的信号的数据相关性抖动DDj会更大些，所以对删除“加重”后的信号来分析其总体抖动、固有抖动更准确。
图十：力科预加重/去加重仿真的用户界面
什么是均衡器仿真？
力科眼图医生支持目前最流行的CTLE、FFE、DFE三种均衡器。关于这几种均衡器的理论介绍，可参考一些通信理论书籍，在这里仅作简要介绍。
CTLE均衡器
Continuous Time Linear Equalization均衡器（简称CTLE）即连续时间线性均衡器，是一种常见的线性均衡器。在最新的USB3.0中使用了CTLE均衡器。USB3.0的速度高达5Gbps，在不久的将来会在计算机、消费电子类产品上广泛应用。由于USB3.0的速度很高，当USB电缆较长时，RX端眼图很可能已闭合，这时分析眼图与抖动是没有意义的。使用力科眼图医生的CTLE均衡仿真后，对均衡后信号测量眼图与抖动指标，可以精确的验证其性能。结合力科的信道仿真功能，直接测量USB3.0的TX，可以迅速评估不同的信道是否需要均衡？或者均衡后的性能指标。
USB的官方组织规定了USB3.0使用的CTLE均衡器的参数，如下图11左上部分为均衡器的频响，右上方的表格是均衡器的参数，下方是力科示波器中集成了USB3.0的均衡器参数，可方便调用。
CTLE均衡器的优点是功耗低、实现起来很简单、不会增大抖动。
图11：USB3.0的CTLE均衡器参数设置
FFE均衡器
Feed Forward Equalization均衡器（简称FFE）是一种常见的模拟均衡器，如下图12所示，由延迟电路（Delay）、乘法器、加法器组成，延迟电路的时间延迟正好是1个比特，Tap系数（tap level）是每一级乘法器（放大器）的增益，输入信号通过每一级处理后相加得到输出波形，即FFE均衡后的波形。
图12：FFE均衡器示意图
如下图13所示为某3阶FFE均衡器（3个tap）的系统简化示意图，输入信号为左上角的红色信号，淡紫色虚线标识的波形是理想的信号波形，由于信道使到达RX的信号恶化，均衡器的输入信号相比理想波形，其幅度较低、上升时间与下降时间较慢。第一、二、三级乘法器的系数分别为C1=-0.3、C2=1.4、C3=-0.5。第二级乘法器的增益为1.4，可以大大提升信号的幅度，其输出波形如下图13粉红色波形；第一级乘法器的系数C1=-0.3，产生一个负向的脉冲信号，用于补偿信号的上升沿；第三级乘法器的系数C3=-0.5，用于补偿信号的下降沿。三级乘法器的输出相加后的信号为图中的黑色波形，其幅度接近理想信号，上升、下降沿都比均衡器的输入信号更快。FFE的均衡器的响应很像一个高通滤波器。在这个3-tap的FFE均衡器中，第二个乘法器是用于补偿幅度的，由于前面还有一级乘法器，所以称为pre-cursor tap＝1的FFE均衡器。在使用力科FFE均衡器参数优化仿真时，需要输入tap的数量和pre-cursor tap的数值，分析软件会自动计算出每个tap的系数。
图13：某3-tap的FFE均衡器的简化示意图
DFE均衡器
Decision Feedback Equalization均衡器（简称DFE）即判决反馈均衡器，是一种广泛使用的非线性均衡器。在眼图医生的高级模式下可以设置DFE均衡器的参数，也可以自动优化出DFE均衡器的参数。如下图14所示为某3-tap的 DFE均衡器的示意图。 DFE均衡器中包括了延时电路、乘法器和加法器，和FFE均衡器有些相似。不过DFE的反馈回的信号是二进制信号，而FFE反馈的是模拟信号。在DFE均衡器仿真时，只需在眼图医生中输入tap的数值，分析软件会自动计算出每个tap的系数。
图14：某3-tap的DFE均衡器的简化示意图
DFE不会放大噪声与串扰，易于实现，在高速收发器芯片中非常流行。比如Altera和Xilinx的某些FPGA的收发器就集成了DFE和CTLE。
均衡器仿真的作用
对于5Gbps以上的串行链路，RX端通常使用了均衡器，如果用示波器在RX端测量，只能得到未均衡的信号，可能其眼图已闭合，无法从物理层的测试手段验证接收端的性能。使用均衡器仿真后，可以计算出均衡后的波形、眼图和抖动，能进一步验证真正的接收端的电气特性。
另外，对于高速收发器芯片厂商，使用力科的均衡器仿真，可以预估某信道最适合的均衡器以及相关参数。大大加快了芯片的设计与验证速度。
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图15：某8.5Gbps驱动24英寸传输线的均衡器优化 |
的眼图，可见眼图已闭合；在下方的
眼图是接受端使用4-tap的DFE和5-tap的FFE后测量的眼图，可见通过RX端均衡后，眼高达到400mV，信号质量得到很大的改善。
结语
眼图医生提供了高速串行链路的发送端、信道、接收端的全方位的仿真与分析能力，改变了传统的高速串行设计的研发与调试方式。配合力科30GHz带宽的实时示波器SDA830Zi，可以实现当前流行的10G信号的信道仿真、均衡仿真、以及全面的测量与分析。
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